压控三角波发生器

2021-11-03

压控三角波发生器

锯齿或指数斜坡弛豫振荡器很(hěn)常见，而且通常很(hěn)容易构建。然而，有(yǒu)时需要更干净的波形，偶对称波形的发生器设计起来有(yǒu)点困难。

三角波发生器通常使用(yòng)运算放大器积分(fēn)器和比较器来实现；然而，需要付出一些努力来设计一个也提供電(diàn)压控制频率的运算放大器三角波電(diàn)路。

本设计理(lǐ)念展示了一种電(diàn)压控制的三角波发生器，它具有(yǒu)高质量的波形、合理(lǐ)的宽频率范围和少量的组件。它并不比锯齿张弛振荡器复杂多(duō)少，并且使用(yòng)单个電(diàn)容器。使用(yòng)具有(yǒu)共同公差且没有(yǒu)刻意匹配的组件可(kě)以获得良好的结果。

電(diàn)路如图1所示。Triangle Out 处可(kě)用(yòng)信号的频率是输入電(diàn)压 V F的線(xiàn)性函数，详情见下文(wén)。粗體(tǐ)R和C是主要的频率确定组件。

图 1压控三角波发生器原理(lǐ)图。

為(wèi)了获得宽范围，需要一个高阻抗放大器，以允许小(xiǎo)電(diàn)流将電(diàn)容器充電(diàn)到所需的阈值電(diàn)平。该放大器是由 Q 2和 Q 3形成的差分(fēn)放大器。12kΩ 发射极偏置電(diàn)阻意味着 Q 2基极的阻抗在1 兆欧范围内。

上電(diàn)时，Q 2基极電(diàn)压為(wèi)零，Q 3基极電(diàn)压约為(wèi)9 V。因此Q 3 导通，Q 1、Q 2、Q 4和Q 5截止。这会导致 Q 7开启，从而激活電(diàn)流源 Q 9，因此C上的電(diàn)压开始線(xiàn)性上升。

在达到阈值電(diàn)压 (6 V) 时，Q 2开始导通，因此 Q 1也开始导通，此处作為(wèi)高增益级连接。Q 1反过来导致Q 4导通，进一步拉低阈值電(diàn)压。这种正反馈回路提高了开关速度。由于存在由 Q 5和 Q 7 /Q 9或 Q 6 /Q 8引起的延迟，C继续充電(diàn)，因此我们确信切换将完成。此时 Q 2基极的電(diàn)压略高于 6 V，Q 3基极的阈值電(diàn)压，大约為(wèi) 3V。電(diàn)流源 Q 8开启，并以 Q 9 对其充電(diàn)的相同速率从C汲取電(diàn)流。当斜坡低于阈值電(diàn)压时，循环重复。

驱动C的電(diàn)流源由给定電(diàn)压 V F（减去 V BE）及其互补電(diàn)压馈送，分(fēn)别在 Q 12的发射极和集電(diàn)极上形成。Q 11降低了Q 12的集電(diàn)极输出的输出阻抗。Q 10通过引入相应的 V BE下降来平衡 Q 11。R 17两端的電(diàn)压因此等于R 16两端的電(diàn)压。

由于Q 6和Q 7作為(wèi)互补开关运行，由开关晶體(tǐ)管Q 5 控制，它们被驱动至饱和，这将从Q 10或Q 11的相应发射极吸收基极電(diàn)流。然而，与通过R的電(diàn)流相比，这些基极電(diàn)流仍然很(hěn)低，并且每一侧也相同。因此三角波的对称性得以保持。

由于输出直接来自電(diàn)容器C，因此它随后应由高阻抗放大器缓冲。图 2中的示波器轨迹显示了原理(lǐ)图中通道指示器 CHn 所指示的波形。请注意，除通道 1 外的所有(yǒu)通道都是交流耦合的。

图 2 Scope 迹線(xiàn)，测量点如原理(lǐ)图所示。

振荡频率可(kě)以通过计算来自電(diàn)流源的C在高阈值和低阈值V TH和V TL之间的充電(diàn)时间来确定；这个数字的两倍给出了周期。如此导出的频率F是V F的線(xiàn)性函数，并给出如下：

元件值如原理(lǐ)图所示，V TH = 9 V，V TL = 3 V，V BE = 0.68 V：

在测得的V F為(wèi) 2.36V 时，F == 1066.67 Hz。这与示波器轨迹中显示的 1004.96 Hz 的测量结果相当匹配。产生给定频率所需的输入電(diàn)压由下式给出：

在特定情况下：

频率变化率约為(wèi) 3 kHz/V，或 3 Hz/mV；因此，控制相当敏感。在 2 kHz 频率下，计算得出V F  == 2.64 V，在 4 kHz 下，V F  == 3.24 V。在这些频率下测量V F分(fēn)别产生 2.71 V 和 3.46 V，这与计算结果合理(lǐ)值，特别是考虑到灵敏度。在 6 kHz 以上和 600 Hz 左右保持良好的三角对称性。

当Q 8的发射极上的電(diàn)压超过下限電(diàn)压V TL时，振荡将停止。在这种情况下，该電(diàn)压约為(wèi) 3 V，或者输入電(diàn)压 V F约為(wèi) 5 V。在低端，需要略高于 2 V的 V F来克服路径中的三个基极-发射极压降。

图 2 示波器轨迹的通道 2 中所示的方波是从 Q 3的基极获得的，即差分(fēn)放大器的阈值输入。请注意，下降时间明显小(xiǎo)于上升时间。这是因為(wèi)在向上摆动时运行的正反馈回路在向下摆动时无效，因此 Q 4和 Q 5 的关闭速度比它们打开的速度要慢。这仅最小(xiǎo)程度地影响三角波，由于导通阈值用(yòng)于Q- 7是相当低的，从而确保三角形斜率及时逆转。

图 3和图 4 中显示的示波器轨迹显示了这种差异。在图 3 中，下降时间约為(wèi) 88 ns，而上升时间（如图 4 所示）為(wèi) 760 ns。但请注意，这些迹線(xiàn)中的通道 3 和 4 显示了電(diàn)流源（Q 8和 Q 9）的发射极電(diàn)阻器的上升和下降时间，并且它们保持在 75 ns 范围内的低電(diàn)平。但是，存在切换延迟，一种情况下约為(wèi) 600 ns，另一种情况下约為(wèi) 1.6 μs。

图 3下降时间。

图 4上升时间。

所有(yǒu)使用(yòng)的電(diàn)阻器都是 1% 的商(shāng)品部件，可(kě)以轻松且廉价地获得。晶體(tǐ)管也来自商(shāng)业批次，尚未匹配或以其他(tā)方式选择。

電(diàn)路上有(yǒu)几个基本的变化可(kě)能(néng)会很(hěn)有(yǒu)趣。通过降低 Δ-阈值可(kě)以支持更宽的频率范围。当然可(kě)能(néng)需要更多(duō)的放大。还可(kě)以添加对占空比的控制。寻找优化功率、范围或分(fēn)辨率的R和C值也可(kě)能(néng)值得追求。这里选择的值有(yǒu)些随意——但不是反复无常：例如，我用(yòng)完了 10kΩ 的電(diàn)阻，所以我改用(yòng)了 9.1kΩ。  

一个有(yǒu)趣的挑战是设计一个更对称的電(diàn)路。例如，这可(kě)能(néng)会在跨越高阈值和低阈值时提供正反馈，解决上升/下降时间问题，并可(kě)能(néng)扩大频率范围。