了解 LVDT 解调器電(diàn)路的基础知识

2021-05-31

了解 LVDT 解调器電(diàn)路的基础知识

如何将二极管整流器用(yòng)作解调器電(diàn)路，将 LVDT 的交流输出转换為(wèi)指示磁芯位置的有(yǒu)用(yòng)直流信号。 

需要解调器

当 LVDT 的磁芯完全居中时，两个次级绕组上会出现极性相反的相等電(diàn)压 V s1  = -V s2和 V out = 0。 

  

图1

随着铁芯沿给定方向偏离中心，其中一个次级線(xiàn)圈上的電(diàn)压增加，而另一个次级線(xiàn)圈上的電(diàn)压随铁芯位移線(xiàn)性下降，因此，V out的幅度增加。如果我们将 V out转换為(wèi)直流信号，我们就可(kě)以确定磁芯位移量。

然而，在不知道 V out相对于激励電(diàn)压 (V EXC )的相位的情况下，我们无法确定磁芯位移的方向。因此，我们需要一些電(diàn)路来成功解释 LVDT 输出，以确定位移量和磁芯位移的方向。

在 LVDT 信号调理(lǐ)的背景下，解调器是将 LVDT 的交流输出转换為(wèi)直流信号的電(diàn)路，直流信号的幅度和极性揭示核心位置。基于整流的解调器和同步解调器是可(kě)用(yòng)于 LVDT 设备的两个主要选项。

二极管半波整流器

二极管半波整流器（如图 2 所示）可(kě)用(yòng)作 LVDT 解调器。

图2 

来自第一个次级 (V s1 )的電(diàn)压通过由 D1 和上部 R 和 C 创建的半波整流器进行整流。同样，V s2的整流版本出现在节点 B。输出是这些之间的差值两个直流電(diàn)压，即 V out  = V 1  - V 2。 

检查二极管解调器的波形

為(wèi)了获得更深入的了解，让我们进行一些仿真并检查二极管解调器的操作。假设我们有(yǒu)V EXC  = 4sin（2πx 2500 xt）。此外，假设在零位，V s1 和V s2的幅值均等于4 V；然而，由于给定的磁芯位移，两个次级两端的電(diàn)压变為(wèi)： 

V s1  = 4 x (1+0.3) x sin(2π x 2500 xt)

等式 1

V s2  = -4 x (1-0.3) x sin(2π x 2500 xt)

等式 2 

在这里，我们假设第一次级的幅度与零位幅度相比增加了 1.2 V；并且第二个次级的幅度降低了相同的值 (1.2 V)。我们可(kě)以使用(yòng)下面的 LTspice 原理(lǐ)图来模拟这个例子： 

图 3 

在此示意图中，電(diàn)压源V s1和V s2是LTspice“任意行為(wèi)電(diàn)压源”，用(yòng)于创建公式1和2给出的電(diàn)压。例如，V s1等于节点EXC处的電(diàn)压v（ EXC)，乘以因子 1 加上节点 x 处的電(diàn)压，即 1+v(x)。节点 EXC 的電(diàn)压為(wèi)励磁電(diàn)压，节点 x 的電(diàn)压為(wèi) 0.3。这给出了 V s1  = v(EXC) x (1+0.3) = (1+0.3) x 4 x sin(2π x 2500 xt)，与等式 1 相同。

二极管 D1 和 D2 是由 LTspice .model 语句定义的理(lǐ)想二极管。当 R=1 kΩ 和 C=1.5 μF 时，我们得到上半波整流器的以下波形：

图4 

忽略電(diàn)压纹波，节点 A 的直流值约為(wèi) 4.66 V。对于下整流器，我们得到以下波形。 

图 5

节点 B 的 DC 值按预期较小(xiǎo)（约 2.51 V）。输出是这两个直流電(diàn)压之间的差值，直流值约為(wèi) 2.15 V。输出的幅度与磁芯位移量成正比。考虑到输出的极性，我们知道|V s1 | > |V s2 |。这揭示了核心位移的方向。

模拟机械带宽為(wèi) 250 Hz 的系统

现在，让我们在假设附着在核心上的物(wù)體(tǐ)的运动在 250 Hz 下具有(yǒu)正弦波形的情况下检查上述系统： 

核心运动 = 最大位移 x sin(2π x 250 xt) 

由于 LVDT 输出的幅度随磁芯位置呈線(xiàn)性变化，因此我们得出结论，V s1和 V s2可(kě)以由以下等式表示： 

V s1  = 4 x (1+x) x sin(2π x 2500 xt)

等式 3

V s2  = -4 x (1-x) x sin(2π x 2500 xt) 

等式 4 

其中 x 是 250 Hz 的正弦曲線(xiàn)。假设对于给定的 LVDT，x 的幅度為(wèi) 0.3。因此，我们有(yǒu) 

x = 0.3 x sin(2π x 250 xt) 

我们可(kě)以使用(yòng)下面的 LTspice 原理(lǐ)图来模拟这个例子： 

图 6 

这与前面的示例相同，只是 V s1和 V s2的幅度变化遵循正弦波形（v(x)=0.3×sin(2π×250×t)）。节点 out1 和 A 处的電(diàn)压如下所示。 

图 7

如您所见，次级線(xiàn)圈两端的電(diàn)压是一个正弦波形，其振幅由磁芯位置调制（在我们的仿真中，振幅实际上由x调制，这被认為(wèi)是磁芯位置的函数）。这解释了為(wèi)什么用(yòng)于提取核心位置信息的電(diàn)路称為(wèi)解调器。

对于下整流器，我们得到类似的波形，如图 8 所示。

图 8

下图中的红色曲線(xiàn)显示了最终输出（V out  = V(a)-V(b)）。  

图 9 

虽然输出信号有(yǒu)一些突然的变化，但它看起来像 x 的放大版本，它是磁芯位移的函数。

因此，似乎调制器输出為(wèi)我们提供了预期的核心位置。為(wèi)了验证这一点，我们可(kě)以使用(yòng) LTspice 的 FFT 功能(néng)来查找输出電(diàn)压的频率成分(fēn)。如图 10 所示。

图 10

输出 FFT 显示主要频率分(fēn)量位于 250 Hz，这是物(wù)體(tǐ)运动的频率。在信号调节電(diàn)路的后续阶段，还有(yǒu)一些高频分(fēn)量可(kě)以由低通滤波器滤波。 

二极管半波整流器的局限性

上述模拟结合了理(lǐ)想二极管模型。真实世界的二极管表现出非零正向压降。在 LVDT 输出的幅度相对较小(xiǎo)的情况下，这会导致非線(xiàn)性误差。為(wèi)避免二极管 IV 特性的非線(xiàn)性區(qū)域，LVDT 次级的幅度应大于二极管的正向压降，即使磁芯与零点位置的距离最大。

请记住，当磁芯处于满量程位移时，其中一个次级線(xiàn)圈上的電(diàn)压处于最小(xiǎo)值。对于一些微型和专用(yòng) LVDT，输出幅度可(kě)能(néng)相对较小(xiǎo)，二极管正向電(diàn)压可(kě)能(néng)会导致问题。

此外，二极管的正向压降是温度的函数（硅的温度系数约為(wèi) -2.2 mV/°C）。正向压降甚至会随着焊接过程引起的机械应力而变化。另一种可(kě)能(néng)导致机械应力的机制是二极管本體(tǐ)和電(diàn)路板之间热膨胀系数的差异。因此，為(wèi)两个 LVDT 输出提供足够匹配的整流器可(kě)能(néng)具有(yǒu)挑战性。

除了二极管的正向压降之外，两条路径的阻抗也应该匹配，以避免两个次级的响应之间出现不希望的失配。     

精密整流器

為(wèi)了避免二极管整流器的局限性，我们可(kě)以使用(yòng)如图11所示的精密整流器来获取每个LVDT次级電(diàn)路的DC值。  

图 11 

虽然精密整流器可(kě)以弥补简单二极管整流器的挑战，但它也有(yǒu)其自身的局限性，例如噪声抑制很(hěn)小(xiǎo)。我们将更详细地研究该電(diàn)路并讨论用(yòng)于 LVDT 应用(yòng)的同步解调器。