如何使用(yòng)晶體(tǐ)管通过微控制器切换大负载

2020-12-19

微控制器非常适合在给定产品背后实现智能(néng)。但是，他(tā)们无法做的一件事就是直接控制除单个LED以外的任何东西。这是因為(wèi)大多(duō)数微控制器的输出驱动器只能(néng)直接提供或吸收大约10mA的電(diàn)流。

本文(wén)介绍了几种从典型的微控制器输出切换低端较重负载的方法。需要一些简单的数學(xué)计算来确定典型的组件值，并且这些将以易于访问的格式呈现。但是，这种方法意味着已经采取了一些严格的自由措施。

饱和开关是控制以DC電(diàn)流运行的大负载的最简单方法之一。实际的電(diàn)子开关元件有(yǒu)两种变體(tǐ)：双极结型晶體(tǐ)管（BJT）和MOSFET。

在开始实际开关本身之前，让我们定义低端开关的含义。图1显示了这种类型的负载切换。

图1 –低端负载开关
开关控制负载的负极。这意味着，当开关断开时，负载基本上相对于電(diàn)源的负极浮动，该负极通常是大多(duō)数设计中的接地参考。

如果这种开关方式是可(kě)以接受的，那么低侧开关通常是实现负载开关的最便宜的方法。

BJT低侧开关

BJT可(kě)用(yòng)作负载开关，有(yǒu)两种形式：NPN和PNP。对于低侧开关，使用(yòng)NPN晶體(tǐ)管，对于高侧开关，使用(yòng)PNP。

在进入实际方法之前，让我们定义一些在处理(lǐ)NPN晶體(tǐ)管时使用(yòng)的术语。

图2显示了相关的電(diàn)压和電(diàn)流命名约定。从電(diàn)流开始，IB為(wèi)基准電(diàn)流，并显示為(wèi)进入NPN的基准。相同的论点适用(yòng)于我Ç和I E，其中I E显示离开晶體(tǐ)管。

可(kě)以看出：I E = I C + I B

对于这些電(diàn)压，V CE是集電(diàn)极和发射极之间的電(diàn)压，对于NPN晶體(tǐ)管通常為(wèi)正值。换句话说，对于NPN晶體(tǐ)管，集電(diàn)极電(diàn)压通常高于发射极電(diàn)压。

按照相同的惯例，V BE是基极和发射极之间的電(diàn)压。对于NPN来说通常是积极的。

图2 – NPN BJT電(diàn)压和電(diàn)流

 理(lǐ)解晶體(tǐ)管如何控制大负载的关键是以下公式：

I C =βIB ，其中β是直流電(diàn)流增益，可(kě)能(néng)為(wèi)20至300，甚至更高。

这表示集電(diàn)极電(diàn)流是β值乘以基极電(diàn)流。因此，如果β= 100，则集電(diàn)极電(diàn)流将是基本電(diàn)流的100倍。

β的值在给定晶體(tǐ)管的数据表中以h FE给出。就本文(wén)而言，它们的含义相同。请注意，对于给定的晶體(tǐ)管，该值不是固定值，但会随着集電(diàn)极電(diàn)流和温度的值而有(yǒu)所变化，但这对于本文(wén)而言并没有(yǒu)多(duō)大关系。

当BJT用(yòng)作负载开关时，它们以两种模式使用(yòng)：截止和饱和。考虑下面的图3。如前所述，I C =βIB 。因此，如果I B = 0，则I C也必须為(wèi)0。在这种状态下，晶體(tǐ)管处于截止模式。请注意，由于晶體(tǐ)管中没有(yǒu)電(diàn)流流动，因此它不会消耗任何功率。在这种情况下V C与V CC相同。

在下一部分(fēn)中，假设V CC = 10 V，R =10Ω，β=100。让我们看看当I B = 1mA时会发生什么。在这种情况下，I C = 100mA，因為(wèi)β=100。電(diàn)阻两端的電(diàn)压為(wèi)I C x R L或1V。这意味着V C必须為(wèi)9 V，因為(wèi)V CC為(wèi)10 V ，并且R L两端的電(diàn)压降為(wèi)1V。如果I B = 2mA，则适用(yòng)相同的论点，依此类推。

现在，如果I B = 20mA会发生什么。根据计算，这意味着I C = 2000mA或2A。但是，事实并非如此。以来V CC = 10 V，R L =10Ω，可(kě)流经R L的最大電(diàn)流為(wèi)1A。

换句话说，我的最大值Ç也是1A。这发生在V C = 0，这意味着晶體(tǐ)管对地短路。

在这种状态下，该晶體(tǐ)管被称為(wèi)处于饱和模式。在这种模式下，晶體(tǐ)管集電(diàn)极電(diàn)流是電(diàn)路条件允许的最大電(diàn)流，而增加的基极電(diàn)流将不会使其升高。

所以，等式I C ^ =βI乙仅保持直到晶體(tǐ)管饱和。注意，在上述示例中，如果现在将V CC增加到25V，或者将R L更改為(wèi)1Ω，则晶體(tǐ)管将不再饱和。因此，饱和度是相对于外部電(diàn)路条件定义的。

最后，请注意，除非有(yǒu)缺陷，否则真实晶體(tǐ)管在集電(diàn)极和发射极之间不可(kě)能(néng)完全短路。当实际晶體(tǐ)管饱和时，其V CE将為(wèi)V CEsat的值。该值在晶體(tǐ)管数据手册中给出，对于一个小(xiǎo)晶體(tǐ)管，通常在0.2V至一个大晶體(tǐ)管之间大于1V。

V CEsat也取决于集電(diàn)极電(diàn)流和温度。这种依赖性通常在数据表中以一组曲線(xiàn)的形式给出。

在饱和模式下，晶體(tǐ)管的功耗為(wèi)

耗散功率= I C x V CEsat

但是，由于V CEsat通常很(hěn)低，因此功耗也会很(hěn)低。因此，截止和饱和是晶體(tǐ)管将消耗最低功率的两个状态。

现在着眼于晶體(tǐ)管的基极，设置I B的快速方法是假设V BE為(wèi)0.7V。该值适用(yòng)于大多(duō)数晶體(tǐ)管。

因此，在这种情况下，根据欧姆定律，

I B =（V BB – 0.7）/ R B

如果需要给定的I B值，则R B可(kě)计算為(wèi)：

R B =（V BB – 0.7）/ I B

為(wèi)了使晶體(tǐ)管饱和，所需的最小(xiǎo)I B是将导致最大I C的值，给定的 晶體(tǐ)管的β值与電(diàn)路条件有(yǒu)关。

实际上，该I B值应比该最小(xiǎo)值大大约10％到15％，以说明β值在设备之间的变化。

图3 –晶體(tǐ)管操作

从微控制器驱动BJT

刚刚描述的实际上是一个低端NPN BJT开关。如果V BB是微控制器的输出引脚，则知道其逻辑高值，所需的负载電(diàn)流和晶體(tǐ)管β值，就可(kě)以很(hěn)容易地计算出R B的值。

要检查的其他(tā)几件事是要确保：

计算出的I B不超过微控制器的驱动電(diàn)流能(néng)力。

负载電(diàn)流不超过晶體(tǐ)管的最大集電(diàn)极電(diàn)流。

饱和模式下的功耗不超过晶體(tǐ)管的最大功耗。

V CC電(diàn)压不超过晶體(tǐ)管的最大V CE。

以上示例中还应包含一些安全性和降额裕度，以确保可(kě)靠的操作。大约20％是合理(lǐ)的。

使用(yòng)达林顿驾驶重物(wù)

由于微控制器GPIO引脚的驱动電(diàn)流很(hěn)少超过10mA，并且功率晶體(tǐ)管的晶體(tǐ)管最小(xiǎo)值β通常不超过50，因此可(kě)以控制的最大電(diàn)流约為(wèi)500mA。

為(wèi)了能(néng)够控制更高的電(diàn)流，可(kě)以采用(yòng)达林顿装置。达林顿封装在一个封装中，也可(kě)以用(yòng)两个晶體(tǐ)管组成，如图4所示。

图4 – NPN达灵顿
在这种布置中，Q1通常是低功率高增益晶體(tǐ)管，而Q2是高功率晶體(tǐ)管。假设暂时不存在電(diàn)阻器R，那么可(kě)以看出所有(yǒu)Q1发射极電(diàn)流都流入Q2的基极。

如前所述，发射极電(diàn)流是集電(diàn)极電(diàn)流和基极電(diàn)流之和。

所以， I E = I C + I B

从而， I E =βx I B + I B，或者I E =（β+ 1）I B

由于β很(hěn)大，（β+1）接近于β。

这表示：

我é ≈我Ç

现在，由于Q1的I E直接流入Q2的基极，这意味着I C2，因此Q2的集電(diàn)极電(diàn)流由下式给出：

我C2 =β1×β2× IB1。

因此，较小(xiǎo)的输入基极電(diàn)流会产生较大的输出集電(diàn)极電(diàn)流。尽管有(yǒu)一些问题需要注意。首先，该复合晶體(tǐ)管的V BE现在是两个晶體(tǐ)管的V BE之和。如前所述，计算基极電(diàn)阻值时必须考虑到这一点。

至于電(diàn)阻器R，它会影响Q2的关断时间。当Q2导通时，它的電(diàn)荷流入其基极。现在，当Q1的输入变為(wèi)低電(diàn)平时，Q1关闭，并且Q2的基极中存储的電(diàn)荷无处可(kě)去。

它最终将通过称為(wèi)载流子重组的内部过程而消失，但在此之前，Q2将保持导通状态。根据晶體(tǐ)管的不同，这可(kě)能(néng)会持续几微秒(miǎo)到几十微秒(miǎo)。

本质上，微控制器关闭其输出，但之后负载仍会保持一段时间。R用(yòng)于通过释放存储的基本電(diàn)荷来加快Q2的关断速度。

因此对于PWM等应用(yòng)，建议使用(yòng)该電(diàn)阻。对于大多(duō)数嵌入式应用(yòng)，介于1KΩ和5KΩ之间的值可(kě)以正常工作。

在正常操作下，R还会分(fēn)流Q2的一些基极電(diàn)流。该電(diàn)流為(wèi)（V BE2 / R）或大约0.7 / R。要抵消该電(diàn)流，只需增加Q1的基极電(diàn)流即可(kě)。由于该基本電(diàn)流xβ1必须等于0.7 / R，因此Q1中的基本電(diàn)流应增加（0.7 /（β1x R））。

MOSFET低侧开关

与BJT一样，MOSFET具有(yǒu)两种基本形式：N沟道和P沟道。N沟道MOSFET与NPN相似，用(yòng)于低侧开关。同样，P沟道MOSFET与PNP BJT相似，用(yòng)于高端开关。

在满足某些条件的情况下，N沟道增强型MOSFET相对容易连接至微控制器GPIO输出引脚。

图5显示了这种类型的MOSFET，以及当该器件被视為(wèi)低端开关时的一些更重要的方面。

图5 – N沟道增强型MOSFET
当在栅极和源极之间施加電(diàn)压时，如果電(diàn)压高于其数据手册中给出的阈值電(diàn)压V th，则電(diàn)流将开始在其漏极和源极之间流动。

高于该阈值时，V GS越高，漏极電(diàn)流I D越大，直到V GS达到V GSMax為(wèi)止（同样由数据表给出）。I D与V GS由数据表中的一组曲線(xiàn)给出，并且，与BJT情况一样，当漏极電(diàn)流达到電(diàn)路条件允许的最大值时，MOSFET饱和。

由于MOSFET是压控器件，因此几乎不需要電(diàn)流就能(néng)保持导通状态。因此，来自微控制器的GPIO可(kě)以驱动MOSFET，然后可(kě)以控制非常大的電(diàn)流。不需要达林顿安排。可(kě)提供在5V栅极驱动条件下完全增强的低Vth MOSFET，从而可(kě)以控制几个安培。

与BJT相比，MOSFET的另一个优点是没有(yǒu)V DS sat。取而代之的是，当MOSFET导通时，漏极-源极连接的行為(wèi)类似于電(diàn)阻器，其R DS的值是V GS的函数，对于功率MOSFET而言可(kě)能(néng)是非常低的值。

因此，MOSFET导通或增强时的功耗仅是（I D）2的值，其中I D是漏极電(diàn)流乘以R DS，与電(diàn)阻器中消耗的功率相同，R，通过電(diàn)流I，由P = I 2 R给出。

因此，在许多(duō)情况下，饱和MOSFET的功耗要小(xiǎo)于等效BJT的功耗。如果I D很(hěn)高，则尤其如此。

要注意的一件事是，所有(yǒu)N-Ch MOSFET都具有(yǒu)内置的衬底二极管，如图5所示。这是MOSFET的固有(yǒu)结构。实际上，这意味着漏极必须比源更积极。否则该二极管将导通。

最后，MOSFET的一个大问题是栅极-源极電(diàn)容。对于功率MOSFET来说，它可(kě)能(néng)很(hěn)大— 3nF或更大的情况并不罕见。实际上，这意味着在MOSFET可(kě)以开始导通之前，该栅极電(diàn)容必须首先充電(diàn)。鉴于大多(duō)数微控制器可(kě)以提供有(yǒu)限的電(diàn)流，因此该電(diàn)容器需要花(huā)费一些时间才能(néng)充電(diàn)。

因此，当直接由微控制器的输出驱动时，MOSFET根本无法快速切换。因此，将MOSFET用(yòng)于快速PWM可(kě)能(néng)无法工作。

在这种情况下，必须在GPIO引脚与MOSFET的栅极之间使用(yòng)TI UCC27511之类的MOSFET驱动器。当然，这比采用(yòng)BJT的MOSFET本身就已经较高的成本增加了更多(duō)成本。