B类放大器

2022-05-20

B类放大器

我们在之前的教程中已经看到，A 类放大器的特点是导通角為(wèi)360°，理(lǐ)论最大效率為(wèi)50%。在这个新(xīn)教程中，我们将详细介绍另一类称為(wèi)B类的放大器，它是為(wèi)解决 A 类低效率问题而开发的。

在第一节中，我们将介绍 B 类放大器的组成及其特性概述。然而，我们将在后面的部分(fēn)中看到，為(wèi)了正常工作，需要两个互补晶體(tǐ)管来确保输入信号的再现，这就是通常所说的推挽配置。此外，我们将重点介绍 B 类放大器中发生的不希望出现的失真以及一些可(kě)能(néng)的解决方案来限制它。在本教程的最后一节，我们将逐步介绍如何计算 B 类放大器的理(lǐ)论最大效率。

B类放大的介绍

与 A 类的主要區(qū)别在于 B 类放大器的导通角為(wèi)180°。这意味着只有(yǒu)一半的输入信号被处理(lǐ)以实现放大过程。為(wèi)了阐明这一说法，下图 1比较了 A 类和 B 类放大器的导通角：

图 1：基于 NPN 的 A 类和 B 类放大器导通角

在图 1中，我们假设使用(yòng)的双极晶體(tǐ)管 (BJT) 是 NPN 类型。在 B 类放大器中，PNP BJT 只会放大信号的负部分(fēn)，如下图 2所示：

图 2：基于 PNP 的 B 类放大器导通角

為(wèi)了更好地可(kě)视化 B 类配置如何放大信号，让我们考虑两个信号增益為(wèi) 5 的晶體(tǐ)管，一个 NPN 和一个 PNP。幅度為(wèi) 1 的输入信号和来自 NPN 和 PNP 晶體(tǐ)管的输出信号可(kě)以绘制在图 3中的同一图表中：

图 3：基于 NPN 和 PNP 的 B 类放大。

由于 NPN 晶體(tǐ)管仅放大正半波，而 PNP 仅放大负半波，因此仅使用(yòng)一个晶體(tǐ)管无法实现忠实再现。然而，从图 3中，我们看到 NPN 和 PNP 输出的叠加会重新(xīn)生成输入信号的形状。為(wèi)了组合这两个输出，一个 NPN 和一个 PNP 晶體(tǐ)管被放置在所谓的推挽配置中（图 4），我们将在下一节中详细介绍。

B 类放大器的另一个重要特性是晶體(tǐ)管的基极支路没有(yǒu)直流偏置。因此，B 类放大器只有(yǒu)在交流输入信号高于双极晶體(tǐ)管的阈值電(diàn)平+0.7 V时才能(néng)导通。这一事实在触发 B 类放大典型的不良效应方面起着重要作用(yòng)，我们将在下一节中阐明这一点。

推挽配置

下面的图 4显示了用(yòng)于 B 类放大的射极跟随器推挽配置的输出级，以及输入信号、NPN 和 PNP 晶體(tǐ)管的输出以及最终组合输出：

图 4：B 类推挽配置

图 4突出显示了通常称為(wèi)交叉失真的不良影响。在零幅度交叉附近确实有(yǒu)一个區(qū)间，信号没有(yǒu)被忠实地再现。要了解為(wèi)什么这种现象专门针对 B 类放大器发生，我们需要绘制推挽配置的 (V out , V in ) 特性：

从图 5中，我们可(kě)以看到 B 类推挽配置的输出/输入特性只是部分(fēn)線(xiàn)性的。实际上，在 B 类放大器中，NPN 和 PNP 晶體(tǐ)管工作在截止區(qū)域，当输入信号低于 +0.7 V 阈值（分(fēn)别高于 -0.7 V）时，NPN 晶體(tǐ)管（分(fēn)别是 PNP）不会传导信号。这种行為(wèi)会在 -0.7 V 和 +0.7 V 之间产生一个 1.4 V 的间隔，其中基极和发射极分(fēn)支之间不能(néng)传导任何信号。这解释了在 B 类推挽配置中观察到的交叉失真。

限制交叉失真

交叉失真需要校正，特别是对于这种效果明显可(kě)察觉的音频放大器。限制或完全消除失真的第一个可(kě)能(néng)的解决方案是根据输出信号的所需線(xiàn)性度或多(duō)或少地偏置基本分(fēn)支。这个解决方案将在下一个教程中详细介绍，因為(wèi)稍微偏置基分(fēn)支对应于 AB 类放大。

另一种解决方案是通过在从输出到输入的電(diàn)路中添加一个运算放大器来修改图 4，如下面的图 6所示：

图 6：负反馈推挽配置

首先，重要的是要记住运算放大器比较反相分(fēn)支 (-)和同相分(fēn)支 (+)上的两个输入。运算放大器具有(yǒu)非常重要的增益，因此可(kě)以高度放大微小(xiǎo)的差异。只有(yǒu)当两个输入信号严格相同时，运算放大器的输出（在我们的例子中為(wèi)公共基极支路）才等于零。

让我们考虑在 B 类负反馈推挽配置的输出处可(kě)以观察到或多(duō)或少重要的交叉失真。当输出信号在[-0.7V,+0.7V]區(qū)间外如实再现时，+、V +支路電(diàn)位严格等于-、V-支路電(diàn)位。因此，電(diàn)位差 V + -V -為(wèi)零，运算放大器不会放大任何信号。双极晶體(tǐ)管的公共基极支路因此没有(yǒu)偏置。

如果输出信号处于交叉失真區(qū)间[-0.7 V,+0.7 V]中，则在运算放大器端子处将出现電(diàn)位差 V + -V – 并将被放大到公共基极支路，这将临时偏置晶體(tǐ)管為(wèi)了纠正失真。

总而言之，我们可(kě)以说这个電(diàn)路“强制”输出保持与输入相同的形状，因此再现了忠实的信号。

B级效率

如前面教程所述，放大器的效率由比率η=P out /P abs定义，其中 P out是输出功率，P abs是晶體(tǐ)管和负载吸收的功率以实现放大过程。在下一节中，我们可(kě)以参考图 4，记住输出信号是在负载電(diàn)阻 R L上获取的。

正如在前面关于A 类放大器的教程中已经看到的那样，我们可(kě)以分(fēn)解输出信号 V out (t) 和 I out (t)，例如：

(V 0 ,I 0 ) 表示偏置，(v out (t),i out (t)) 表示交流分(fēn)量。替代信号也可(kě)以重写，例如：

在交流状态下，负载 P RL中的耗散功率由以下比率表示：

eq 1 : 负载中的功耗

两个晶體(tǐ)管中消耗的瞬时功率p(t)可(kě)以根据公式 2写出：

eq 2：晶體(tǐ)管中的瞬时耗散功率

我们可(kě)以通过积分(fēn)计算（我们不会在此详述）证明晶體(tǐ)管中消耗的平均功率P A满足公式 3：

eq 3 : 晶體(tǐ)管的平均耗散功率

因此，電(diàn)源提供的总功率P abs只是负载和晶體(tǐ)管 P RL +P A消耗的功率之和 ：

eq 4 : 為(wèi)实现放大过程而吸收的功率

最后，效率可(kě)以表示為(wèi)比率 η=P RL /P abs：

eq 5：推挽式 B 类配置的效率

当V AC =V supply时效率最大化，因此给出了理(lǐ)论上的最大效率η max =π/4=78.5 %。与 A 类放大相比，这是对效率的重要改进，A 类放大使用(yòng)变压器只能(néng)实现理(lǐ)论上的最大 50%，而这会导致额外的成本和复杂性。

上述信息可(kě)以总结為(wèi)显示功率分(fēn)布的图表，如图 7 所示。重要的是要记住绘制此图 V AC /R L =I AC。此外，為(wèi)了表示数量 P abs，我们将其重写為(wèi) P abs =(V supply ×√2/pi)×(I AC ×√2/pi)≅((V supply ×0.8)×(I AC ×0.8 ）。

图 7：B 类放大器的功率分(fēn)布

结论

本教程通过介绍此类配置的特点来重点介绍 B 类放大器。事实上，我们已经看到 B 类放大的行為(wèi)与 A 类相反：它仅呈现180°传导角，并且不能(néng)忠实地再现信号。

稍后，表明可(kě)以组合两个晶體(tǐ)管 NPN 和 PNP，以实现更忠实地再现输出信号的推挽配置。NPN 晶體(tǐ)管负责放大正半波，而 PNP 对负半波执行类似的过程。

然而，这种配置会产生交叉失真，它会在零信号區(qū)附近产生正半波和负半波的错位。如同一部分(fēn)所述，这种现象来自推挽配置的公共基极支路的零偏压，以及 NPN 和 PNP 晶體(tǐ)管的阈值電(diàn)压，仅允许信号输出的导電(diàn)性[-0.7 V,+0.7 V] 零信号间隔。

之后，我们专注于解决交叉失真的可(kě)能(néng)解决方案。其中之一是根据我们想要实现的所需線(xiàn)性水平来偏置基本分(fēn)支。这个解决方案将在下一个关于AB 类放大器的教程中详细介绍。第二种解决方案是增加一个运算放大器，在電(diàn)路中创建一个负反馈回路。运算放大器强制输出信号遵循输入信号的形状，从而限制或消除不希望的交叉失真。

最后，我们提出了一种计算 B 类效率的方法。我们得出结论，理(lǐ)论最大效率為(wèi)78.5%，遠(yuǎn)高于 A 类配置。这种效率的提高是由于低180°导通角允许晶體(tǐ)管仅在确实存在交流输入信号时才从電(diàn)源吸收功率。