長(cháng)度调谐结构的阻抗是多(duō)少？

2022-06-06

長(cháng)度调谐结构的阻抗是多(duō)少？

差分(fēn)对中一条走線(xiàn)的单端阻抗将取决于到另一条走線(xiàn)的距离，采用(yòng)長(cháng)度调谐结构相当于在蜿蜒曲折时改变走線(xiàn)之间的距离。因此，单条迹線(xiàn)的奇模阻抗会发生变化。

那么问题就变成了：長(cháng)度调谐结构中走線(xiàn)阻抗的这种偏差是否重要？它会影响信号传播行為(wèi)和信号完整性吗？当然会，作為(wèi)高速PCB设计人员，您的工作是确定您应该在多(duō)大程度上依赖長(cháng)度调整来补偿差分(fēn)对中的偏移/抖动。

長(cháng)度调整结构会产生阻抗不连续

如上所述，将長(cháng)度调谐结构应用(yòng)于差分(fēn)对的一侧会产生阻抗不连续性。这些是由于以下因素造成的：

通过选择走線(xiàn)宽度和走線(xiàn)间距来设置单端（奇模式）和差分(fēn)阻抗

应用(yòng)長(cháng)度调谐结构会导致線(xiàn)对中的迹線(xiàn)之间的迹線(xiàn)间距发生变化，因此一条迹線(xiàn)的阻抗会发生变化

这种阻抗变化会导致来自差分(fēn)对输入侧的反射

与走線(xiàn)平行的區(qū)域相比，長(cháng)度调谐结构中線(xiàn)对一端的信号速度会有(yǒu)所不同

由于上述第2点，当信号进入長(cháng)度调谐部分(fēn)时会出现一些反射。長(cháng)度调整部分(fēn)还可(kě)以创建一些在延迟调整过程中未考虑的模式转换。

下图总结了由于存在長(cháng)度匹配结构而在差分(fēn)对中观察到的信号行為(wèi)。下图显示了我们在 Dk = 4.1 且基板厚度為(wèi)380万的层压板上布線(xiàn)两个不同的差分(fēn)对的情况。沿两条線(xiàn)路的長(cháng)度显示了每条線(xiàn)路的線(xiàn)路宽度、间距和阻抗。

長(cháng)度调谐结构及其对阻抗的影响。

在長(cháng)度调谐部分(fēn)之前，每对走線(xiàn)的奇模阻抗為(wèi)50欧姆，因此每对的差分(fēn)阻抗為(wèi)100欧姆。在長(cháng)度调整部分(fēn)，我们有(yǒu)一些不同的东西。在具有(yǒu)较大间距 (10 mil) 的一对中，21 mil 幅度長(cháng)度的调谐部分(fēn)具有(yǒu)小(xiǎo)组迹線(xiàn)，其奇模阻抗為(wèi)53欧姆。在具有(yǒu)较小(xiǎo)间距 (5 mil) 的線(xiàn)对中，我们21 mil幅度長(cháng)度调谐部分(fēn)中的小(xiǎo)迹線(xiàn)具有(yǒu)58.5欧姆的奇模阻抗。

这是一个很(hěn)大的區(qū)别！仅将線(xiàn)对间距减小(xiǎo)5 mil会将阻抗偏差从6%更改為(wèi)17%。

结果很(hěn)简单：对于具有(yǒu)给定幅度（本例中為(wèi) 21 mil）的長(cháng)度调谐部分(fēn)，当線(xiàn)对开始时，由于長(cháng)度调谐导致的阻抗偏差更小(xiǎo)。这是不将差分(fēn)对“紧密耦合”到非常小(xiǎo)的间距的另一个原因。一点点间距实际上有(yǒu)利于信号完整性！

输入阻抗偏差产生反射

在長(cháng)度调整部分(fēn)，我们看到有(yǒu)一些阻抗偏差，因此可(kě)能(néng)存在输入阻抗不匹配。就像传输線(xiàn)沿線(xiàn)的任何其他(tā)阻抗不连续性一样，不连续性在低频时可(kě)能(néng)无关紧要，但在高频时会非常重要。

反射可(kě)能(néng)发生在長(cháng)度调整部分(fēn)的输入端口。较细间隔部分(fēn)将具有(yǒu)比较粗间隔部分(fēn)更大的输入阻抗。

你怎么解决这个问题？有(yǒu)三种可(kě)能(néng)：

在線(xiàn)对中的走線(xiàn)之间使用(yòng)更宽的间距以最大程度地减少失配

尝试布線(xiàn)，以便您只需要较短的長(cháng)度调整部分(fēn)

仅在松耦合區(qū)域增加走線(xiàn)宽度

第一个选项是迄今為(wèi)止最简单的。第二种选择只需要在接收器处允许稍大的抖动，如果不重新(xīn)设计路由，这可(kě)能(néng)是不可(kě)能(néng)的。第三种选择不容易自动化，但在将長(cháng)度调节部分(fēn)的输入阻抗与并联部分(fēn)的阻抗匹配时最有(yǒu)效。

传播延迟偏差创建模式转换

在上图中，我显示了阻抗，但没有(yǒu)显示每个部分(fēn)的传播延迟变化。因為(wèi)阻抗不同，传播延迟也会不同。下图总结了上面显示的两个長(cháng)度调谐部分(fēn)的每个區(qū)域的传播延迟。

長(cháng)度调谐结构及其对传播延迟的影响。

在这里，我们看到具有(yǒu)较宽间距的对在传播延迟的偏差方面也更出色。10 mil间距对的传播延迟增加了2.4%，而5 mil间距对的传播延迟增加了4.4%。同样，这是一个很(hěn)大的差异，它应该说明差分(fēn)对两侧之间的间距稍宽的优势。

那么谁在乎传播延迟是否在長(cháng)度匹配部分(fēn)中每英寸相差几 ps？问题出在垂直部分(fēn)，它的传播延迟与上面显示的任何值都不匹配。一旦应用(yòng)了長(cháng)度调谐，结果就是模式转换，或将共模噪声转换為(wèi)差模噪声。看看下面显示的粗间距对的示例。

路由工具可(kě)能(néng)会在長(cháng)度调整部分(fēn)使用(yòng)错误的传播延迟。

发生这种情况的原因是長(cháng)度调整工具没有(yǒu)使用(yòng)修改后的传播延迟进行基于时间的長(cháng)度调整。相反，他(tā)们使用(yòng)的是假设两条迹線(xiàn)并行布線(xiàn)的传播延迟值。在上述10 mil间距对的示例中，布線(xiàn)工具使用(yòng)145.34 ps/in来应用(yòng)長(cháng)度调整值，但实际传播延迟介于145.34 ps/in和148.89 ps/in之间。

换句话说，長(cháng)度调整工具假设信号沿長(cháng)度调整部分(fēn)的传播速度比实际情况要快。结果是该对中每条迹線(xiàn)的相位响应中存在一些剩余的不匹配。如果要补偿更大的时序失配，则相位失配也会更大。即使長(cháng)度调整部分(fēn)的長(cháng)度完全相同，剩余相位仍然存在，因此您需要应用(yòng)更長(cháng)的長(cháng)度调整部分(fēn)来消除剩余相位不匹配，并且更近的对将需要更多(duō)这种额外的長(cháng)度调整来补相！这导致了更多(duō)反思的恶性循环。

如果我们从这个差分(fēn)对的传递函数计算每对的相位响应（S21和S43的相位，或传递函数的相位），我们可(kě)以看到这一点。下图比较了10 mil间距对的传递函数相位，其中包含如上所示的長(cháng)度调整。

差分(fēn)对中两条传输線(xiàn)的传递函数相位终止于10 pF负载電(diàn)容。对中的迹線(xiàn)匹配到完全相同的長(cháng)度。然而，我们可(kě)以在高频处看到明显的相位失配，这将阻碍接收器的共模噪声抑制。

為(wèi)什么要担心这个？问题不一定是剩余偏差；使差分(fēn)对中的两条迹線(xiàn)長(cháng)度完全相同，将充分(fēn)对齐该对每一侧的信号摆幅，从而最大限度地减少总抖动。相位响应的问题在于接收器的总共模抑制能(néng)力可(kě)能(néng)会降低，这取决于奈奎斯特频率定义的接收器带宽。如果相位响应的差异非常大并且延伸到奈奎斯特频率以下，那么接收器将无法完全抑制共模噪声。在较長(cháng)長(cháng)度的调谐部分(fēn)，预计比奈奎斯特频率降低约10 dB。

摘要和经验法则

由于在長(cháng)度调谐结构中计算阻抗偏差和高频偏移的复杂性，很(hěn)难通过使用(yòng)标准输入阻抗公式进行归纳计算来解释它。 

我上面展示的所有(yǒu)内容都应该说明差分(fēn)对之间的紧密耦合有(yǒu)点像一把双刃剑。从上面的讨论中，我们可(kě)以确定使用(yòng)長(cháng)度调整结构的两个适当的经验法则：

如果您需要应用(yòng)長(cháng)度调整，请选择線(xiàn)对之间稍大的间距，因為(wèi)这将减少阻抗和传播延迟偏差。

当您确实应用(yòng)了一些長(cháng)度调整时，请尽量缩短以最大限度地减少反射和模式转换。

第2点相当于“在组件之间放置直接路由”的准则。获得一个好的经验法则有(yǒu)点困难，因為(wèi)该规则将涉及3个变量（上升时间、间距和長(cháng)度调整距离），但这是我感兴趣的东西，并且将来会写更多(duō)。

如果您已经确定需要双端接（直流或交流耦合），并且您已经做好了足够好的布局规划以确保您直接路由到接收器组件，那么您可(kě)以使用(yòng)更紧密的耦合，只需确保走線(xiàn)的奇模阻抗值将达到接收器输入端所需的端接值。当然，确保您测试您的通道设计，最好使用(yòng)类似叠层的测试板！