低失真运算放大器電(diàn)路的输入保护

2020-05-21

在電(diàn)路设计中很(hěn)少发现的一个问题是非線(xiàn)性结電(diàn)容，尤其是反向偏置结電(diàn)容，也称為(wèi)耗尽電(diàn)容。当它被讨论的那样，它通常是关于快速开关電(diàn)路，即使这样，它的通常為(wèi)線(xiàn)性处理(lǐ)。

然而，在许多(duō)情况下，结電(diàn)容是导致線(xiàn)性度高的模拟電(diàn)路失真的主要原因。本文(wén)主要涉及这种现象的两个实例，它们经常同时遇到：输入保护電(diàn)路和运算放大器中的共模失真。

结電(diàn)容

我们无需深入研究PN结的物(wù)理(lǐ)原理(lǐ)，因為(wèi)我们在这里关注的是如何利用(yòng)现有(yǒu)设备，而不是如何设计硅片。可(kě)以说P和N之间的界面不包含净電(diàn)荷，被称為(wèi)耗尽區(qū)。因此，它的行為(wèi)就像绝缘體(tǐ)，夹在其余的导電(diàn)區(qū)域之间。因此，我们有(yǒu)一个二极管，还有(yǒu)一个電(diàn)容。

跨接在二极管结上的反向電(diàn)压越大，耗尽區(qū)的增長(cháng)范围就越大，从而有(yǒu)效地进一步隔离了電(diàn)容器的“极板”。反向偏置的增加会导致结電(diàn)容的减小(xiǎo)，但这种关系不是線(xiàn)性的。结電(diàn)容可(kě)以使用(yòng)以下公式估算：

C = C o /（1 + V / V b）x

其中C o =零偏置電(diàn)容；V =施加的反向偏置電(diàn)压；V b =内置電(diàn)压，约為(wèi)0.6至0.7 V；x =经验常数<1。

二极管数据手册中经常引用(yòng)C o的值，以便在不同器件之间进行相对比较。如一个实际示例（图1）所示，上述公式适合1N4148（一种常用(yòng)的信号二极管）的实际测量数据，显示出有(yǒu)用(yòng)的协议。该曲線(xiàn)当然是令人不愉快的非線(xiàn)性的。

 

1.测量的1N4148二极管的结電(diàn)容。很(hěn)好拟合線(xiàn)：C = 2 pF /（1 + V / 0.65）^ 0.16结電(diàn)容和失真

為(wèi)了理(lǐ)解它对線(xiàn)性電(diàn)路可(kě)能(néng)产生的影响，请考虑图2，图2显示了一个由串联電(diàn)阻和一对二极管组成的简单网络，每个二极管都反向偏置到双极電(diàn)源轨。这种网络通常构成过压保护電(diàn)路的一部分(fēn)。任何大于電(diàn)源轨的输入電(diàn)压（加上一个二极管压降）都将被钳位，以保护任何下游设备。实际上，可(kě)以明确包括電(diàn)阻器以限制流过二极管的故障電(diàn)流，或者可(kě)以隐含在任何信号源的源阻抗或两者的混合中。

图2还显示了使用(yòng)Audio Precision System 1或AB1（80 kHz测量带宽）对此電(diàn)路测得的总谐波失真加噪声（THD + N），在分(fēn)析仪输入端将其调整為(wèi)20 dBu。它足够大，可(kě)以為(wèi)分(fēn)析仪维持良好的信噪比，但仍遠(yuǎn)低于二极管的导通阈值。点線(xiàn)表示去除了二极管的测量值，这是分(fēn)析仪的测量平台。

 

2.典型的電(diàn)压钳位保护電(diàn)路会显示由于二极管结電(diàn)容（20-dBu输出）引起的失真。虚線(xiàn)是测量底，即二极管被移除

添加一对1N4148揭示了问题的严重性：它们引入了明显更多(duō)的失真，主要是奇次谐波（图3）。由于谐波被分(fēn)析仪的输入電(diàn)容和带宽限制滤除，因此失真降低到10 kHz以上。

 

3.图2中的電(diàn)路用(yòng)1N4148二极管在10 kHz时产生的主要奇次谐波（分(fēn)析仪已将基波消除了）

作為(wèi)一个现实检查是否确实是由结電(diàn)容引起的，请考虑图4，该图显示了来自图1的较早的1N4148電(diàn)容曲線(xiàn)，该曲線(xiàn)反映了测试電(diàn)路中的两个二极管。从信号的角度来看，它们实际上是反并联的，所以总和就是两者的瞬时和。

 

4.表示信号摆幅期间图2中两个二极管的電(diàn)容变化

当施加20 dBu信号时，总電(diàn)容如图5所示变化，从大约2.4 pF到几乎2.6 pF，每个周期两次（实际上，二极管不可(kě)能(néng)完美匹配，但这一点并不重要）正在制作）。变化本身是失真余弦，RMS值為(wèi)56 fF。

 

最初，似乎只有(yǒu)毫微微法拉变化的几个微微法拉在音频频带中可(kě)能(néng)没有(yǒu)任何可(kě)检测的效果。毕竟，56 fF在10 kHz时的電(diàn)抗為(wèi)284MΩ，这肯定没有(yǒu)影响吗？但是，跨过该電(diàn)抗施加的20dBu信号会通过源阻抗吸收27 nA非線(xiàn)性電(diàn)流，从而在其两端出现非線(xiàn)性误差電(diàn)压，该電(diàn)压会有(yǒu)效地添加到音频信号中。在这种情况下，源阻抗為(wèi)10kΩ，所以误差電(diàn)压应该等于约270μV，这是- 89分(fēn)贝或0.0035％的THD。实际测量值為(wèi)0.0038％。换句话说，容抗与源阻抗之比给出了预期的失真水平。

至少我们已经发现了问题，使解决方案更容易：要么使電(diàn)容更線(xiàn)性，要么使其无关紧要。前者很(hěn)重要，但我们当然可(kě)以用(yòng)電(diàn)容值低得多(duō)的另一对二极管代替。BAV99是这样的一种设备，包含两个二极管，其规格与1N4148类似，但不到标称電(diàn)容的一半。如图2  所示，它们提供了更好的结果。

共模失真

目睹了使用(yòng)分(fēn)立二极管产生的结電(diàn)容的影响，可(kě)以更轻松地了解运放中发生的相同效应。在这里，这被称為(wèi)共模失真，因為(wèi)它是在运算放大器配置為(wèi)非反相模式时发生的，这意味着在放大信号时每个输入端都有(yǒu)一个共模電(diàn)压。

失真是由之前考虑的完全相同的非線(xiàn)性结電(diàn)容机制引起的，但是这次是在运算放大器本身内部引起的。这主要归因于内部输入晶體(tǐ)管的基极-集電(diàn)极電(diàn)容以及输入与衬底之间的任何寄生二极管。

在反相模式下，输入端没有(yǒu)電(diàn)压变化，也没有(yǒu)其他(tā)失真。但是，在同相模式下，两个输入都跟随信号電(diàn)压，从而导致输入電(diàn)容的非線(xiàn)性调制。这提示了“总是反转”的一般工程准则，但这并不总是很(hěn)方便。而且，如果需要过压保护，则可(kě)能(néng)使问题更加复杂，我们将在后面看到。在此之前，让我们首先探讨隔离的共模失真。

TL07x FET输入运算放大器很(hěn)好地证明了这种效果，因為(wèi)它在输入和基板之间具有(yǒu)较大的结電(diàn)容。1,2当廉价地需要非常大的输入阻抗时，这也是一种运放，这意味着很(hěn)大的源阻抗-所有(yǒu)共模失真的因素。

图6a显示了使用(yòng)一半TL072的测试電(diàn)路，该電(diàn)路的同相增益為(wèi)非反相增益（但噪声增益為(wèi)×2）。该图显示了在14 dBu输入/输出下测得的失真，这与测量平台没有(yǒu)區(qū)别。

 

6.反相运算放大器级显示没有(yǒu)可(kě)测量的失真。未补偿的同相运算放大器级表现出共模失真，但是当Rs = Rf || R1且Cs = Cf时，几乎可(kě)以完全补偿。虚線(xiàn)是测量平台；在所有(yǒu)情况下均為(wèi)14-dBu输入。

图6b显示了為(wèi)×2的同相增益（相同的噪声增益）重新(xīn)配置的電(diàn)路。从输入节点到地的偏置電(diàn)流路径未显示，但在下文(wén)中进行了假设。标记為(wèi)“未补偿”的迹線(xiàn)具有(yǒu)相同的14-dBu输入電(diàn)平，并且会严重恶化。这是由于反相输入引脚的非線(xiàn)性電(diàn)容受到反馈信号的调制，从而导致非線(xiàn)性電(diàn)流通过反馈路径被吸收，从而在其两端产生误差電(diàn)压。由于这次只有(yǒu)一个结，因此它主要由二次谐波控制，从而使负载更加不对称。

同相输入引脚也经过类似的调制，但是由于源阻抗非常小(xiǎo)（对于Audio Precision，為(wèi)50Ω），因此在那里产生的误差電(diàn)压可(kě)忽略不计。共模失真的一个很(hěn)好的例子。

前面的描述还隐藏了该问题的解决方案。由于同相输入也经过调制，因此将适当匹配的阻抗与其串联，也会在此处产生相同的误差電(diàn)压。这些失真误差（共模）将被运算放大器拒绝，从而抵消了（不幸的是？）共模失真。

反相输入端看到的Thévenin源電(diàn)阻為(wèi)R f和R 1并联，因此所需的补偿電(diàn)阻為(wèi)5kΩ，外加一个并联電(diàn)容器以匹配C f。忘记包括额外的電(diàn)容器将只能(néng)部分(fēn)抵消，尽管这些電(diàn)容器可(kě)以是低质量的类型，而不会损害性能(néng)。结果由标记為(wèi)“ compensated”的迹線(xiàn)显示，该迹線(xiàn)几乎不比测量底線(xiàn)差。

我们為(wèi)失真补偿付出的代价（除了几美分(fēn)的零配件之外）是约翰逊噪声。在这种情况下，音频频带EIN从无补偿的-102.6 dBu增加到有(yǒu)补偿的-99.7 dBu。诸如OPA164x之类的现代替代设备可(kě)提供隔离的基板和可(kě)忽略的共模失真，但它们也要昂贵得多(duō)。剩下的由设计师决定更重要的事情。

单位增益缓冲器是共模失真的最坏原因，因為(wèi)它在其输入端可(kě)以承受最大的共模信号。图7显示了使用(yòng)双极性运算放大器NE5532的结果。使用(yòng)10kΩ的源電(diàn)阻，失真会严重降低，但是添加匹配的10kΩ反馈電(diàn)阻可(kě)以完全消除这种情况。

 

7.源電(diàn)阻為(wèi)10kΩ的NE5532缓冲器表现出共模失真。当Rf = Rs时，将对此进行补偿。虚線(xiàn)是测量平台；在所有(yǒu)情况下均為(wèi)20 dBu输入。

这是一种简单的解决方法，但是请注意，在反馈环路中添加一个電(diàn)阻还会引入一个极点，该极点可(kě)能(néng)会减小(xiǎo)相位裕量并影响稳定性。因此，某些运算放大器可(kě)能(néng)需要与R f并联的小(xiǎo)電(diàn)容。然而，使用(yòng)非常小(xiǎo)的值（例如，在这种情况下為(wèi)10 pF）应足以避免需要跨R s的匹配電(diàn)容。

输入保护加共模失真

现在，假设我们需要具有(yǒu)过压保护功能(néng)的输入缓冲器，并且由于成本原因，我们不能(néng)随意使用(yòng)优质的低電(diàn)容设备。图8显示了以前的電(diàn)路，现在每个导轨上都有(yǒu)保护二极管，这是教科(kē)书的布置。需要某种形式的串联電(diàn)阻R s来限制过载期间流经二极管的電(diàn)流。实际上，这可(kě)能(néng)是一个显式串联電(diàn)阻，或者可(kě)能(néng)是输入衰减器的隐式源阻抗，或其他(tā)。

 

8.带有(yǒu)教科(kē)书1N4148过压保护二极管的缓冲器。该電(diàn)路无法完全消除失真。虚線(xiàn)是测量平台；在所有(yǒu)情况下均為(wèi)20 dBu输入。

失真结果也显示在图8中。在这里，我们可(kě)以看到，即使源极電(diàn)阻為(wèi)极小(xiǎo)值的1kΩ，失真也已经明显比测量底線(xiàn)差，因為(wèi)二极管现在正在造成额外的结電(diàn)容失真。如果我们需要更大的故障限制電(diàn)阻（例如10kΩ），失真将变得可(kě)怕，在20 kHz时超过0.01％。现在，在反馈环路中添加匹配電(diàn)阻只能(néng)部分(fēn)补偿在同相输入节点发生的所有(yǒu)失真。手动调整证明22kΩ产生了很(hěn)好补偿，但即使这样也令人失望。

我们如何改进这种设计？一种选择是将保护二极管移至反相输入。反过来，还必须在两个输入之间添加一对反并联二极管，以完成从输入到任一電(diàn)源轨的故障電(diàn)流路径。由于运算放大器输入之间（即，这些二极管之间）通常没有(yǒu)電(diàn)压差，因此它们的结電(diàn)容保持恒定。换句话说，它们被引导了。

实际上，5532已经在内部具有(yǒu)这些二极管，如图9所示（当依靠内部二极管时，故障電(diàn)流应限制為(wèi)<5 mA，以避免使内部键合線(xiàn)3熔断）。通过这种设置，我们与以前的情况类似：一个运放输入仅看到共模失真，而另一个则看到共模失真加上保护二极管失真，因此再次不可(kě)能(néng)完全消除失真。

 

9.同样使用(yòng)1N4148二极管，具有(yǒu)备用(yòng)保护架构的缓冲器。该電(diàn)路无法完全消除失真。虚線(xiàn)是测量平台；在所有(yǒu)情况下均為(wèi)20 dBu输入

但是，它确实降低了总失真水平，并导致较小(xiǎo)的补偿電(diàn)阻，这意味着噪声较小(xiǎo)。在这种情况下，一个3.3kΩ的反馈電(diàn)阻可(kě)以以10kΩ的源電(diàn)阻实现很(hěn)好抵消。展示此電(diàn)路的原因很(hěn)有(yǒu)趣，因為(wèi)它是Audio Precision S1分(fēn)析仪本身使用(yòng)的方法。

更好的过压保护

我们还能(néng)做得更好吗？我们是否可(kě)以不需要失真仪来找到很(hěn)好的抵消電(diàn)阻呢(ne)？答(dá)案是肯定的。

敏锐的读者已经发现了前面段落中提供的線(xiàn)索。比较好的方法是在两个输入引脚上保持相同的结電(diàn)容，并将它们与匹配的源阻抗相结合。这几乎无需任何特殊工具即可(kě)保证很(hěn)好的失真消除，并且与所使用(yòng)的运算放大器类型无关。图10显示了该電(diàn)路。

 

10.使用(yòng)1N4148二极管改进过電(diàn)压架构的缓冲器。现在可(kě)以完全消除失真。虚線(xiàn)是测量平台；在所有(yǒu)情况下均為(wèi)20 dBu输入。

现在，将R f = R s = 10kΩ产生的结果与仅使用(yòng)1kΩ源電(diàn)阻的结果相同。高频下的剩余上升主要是由于二极管对之间的残留失配。这样，即使是凶猛的功率二极管也能(néng)产生相当好的结果。

然而，最后一个可(kě)以在之前的電(diàn)路上进行平整的批评是，故障電(diàn)流被泵入了一个或多(duō)个供電(diàn)轨，这可(kě)能(néng)无法将其下沉。可(kě)以通过将保护二极管返回专用(yòng)的并联基准（例如一对齐纳二极管）来纠正此问题。然后将故障電(diàn)流安全地引导至地面，当然可(kě)以选择齐纳二极管以满足钳位要求。一定要用(yòng)一些固定電(diàn)流偏置齐纳二极管，否则将导致严重失真。幸运的是，常备電(diàn)流可(kě)能(néng)非常小(xiǎo)，必要时小(xiǎo)于1 mA。

图11显示了改进的電(diàn)路。当与低電(diàn)容二极管结合使用(yòng)时，理(lǐ)想的情况是在诸如BGX50A的单个封装中（单个封装為(wèi)二极管对之间的良好匹配带来了希望），可(kě)以实现出色的性能(néng)。如图所示，通过适当的补偿，音频频带内不会出现明显的失真。

 

11.具有(yǒu)改进的并联过压保护的缓冲器。使用(yòng)BGX50A低電(diàn)容桥式整流器封装可(kě)获得出色的结果。虚線(xiàn)是测量平台；在所有(yǒu)情况下均為(wèi)20 dBu输入

到目前為(wèi)止所示的電(diàn)路使用(yòng)了一个10kΩ的输入電(diàn)阻器，该電(diàn)阻器代表了许多(duō)实际的接口情况。如果使用(yòng)齐纳钳位选件，则只要齐纳管和限流電(diàn)阻具有(yǒu)足够的额定功率，就可(kě)以以这种方式处理(lǐ)几百伏的峰值输入过载。

但是，即使经过补偿，NE5532和TL072都表现出更高的HF失真，其源阻抗遠(yuǎn)高于10kΩ。因此，对于非常大的源阻抗，必须尝试使用(yòng)其他(tā)运算放大器。例如，OPA1662和OPA1678在源阻抗至少為(wèi)100kΩ时表现良好。

在不使用(yòng)简单電(diàn)阻的情况下限制電(diàn)流的另一种方法是采用(yòng)由耗尽MOSFET构建的電(diàn)流钳位電(diàn)路，如图12所示。在信号条件下，MOSFET使它们自己的體(tǐ)二极管短路，并且表现為(wèi)大约3kΩ的总電(diàn)阻，该電(diàn)阻通过R f进行了失真补偿。如果MOSFET两端的電(diàn)压超过几伏，它们会进入饱和區(qū)域，并且電(diàn)流被限制為(wèi)I DSS小(xiǎo)于2 mA。

 

12.使用(yòng)限流MOSFET进行低失真，并联过压保护，以改善噪声和带宽。

减小(xiǎo)的電(diàn)阻可(kě)极大程度地降低噪声影响，同时仍允许承受高达500 V dc的过载。当然，如果源阻抗是可(kě)变的，可(kě)能(néng)是因為(wèi)它是一个开关衰减器或電(diàn)位计，那么我们要么必须同情地改变补偿阻抗（就像在Audio Precision分(fēn)析仪中所做的那样），要么使用(yòng)一个折中的值并随它使用(yòng)。