晶體(tǐ)管共射极放大器電(diàn)路设计与步骤

2022-03-30

晶體(tǐ)管共射极放大器電(diàn)路设计与步骤

晶體(tǐ)管是電(diàn)流控制器件。例如，通过改变基极電(diàn)流来控制集電(diàn)极-发射极電(diàn)流。在一般的電(diàn)压放大场合，这种放大效果来自于使用(yòng)電(diàn)阻将電(diàn)流转换為(wèi)電(diàn)压。在小(xiǎo)信号模型中，基极電(diàn)流的来源是输入電(diàn)压与基极-发射极动态電(diàn)阻rbe的比值，通常為(wèi)kΩ。所以基极電(diàn)流很(hěn)小(xiǎo)，可(kě)能(néng)只有(yǒu)零点几毫安。通过晶體(tǐ)管的放大，在集電(diàn)极和发射极之间产生β倍的基极電(diàn)流。本文(wén)将介绍晶體(tǐ)管在共射极放大電(diàn)路中的工作原理(lǐ)。

一、共射极放大電(diàn)路公式

这里以共射极放大電(diàn)路為(wèi)例：

图 1. 晶體(tǐ)管共射极放大器電(diàn)路
△Vo=VCC-△ieRc=VCC-β△ibRc=VCC-△Vi·Rc/rbe
△Vi/rbe=△ib
因此，集電(diàn)极产生β倍ib的電(diàn)流：
△ie=β△
ib输出電(diàn)压可(kě)由相对正電(diàn)源電(diàn)位得到：
△Vo=VCC-△ieRc=VCC-β△ibRc=VCC-△Vi·Rc/rbe
因此，我们可(kě)以通过交流耦合和控制集電(diàn)极電(diàn)阻Re得到一个反相放大的電(diàn)压信号。但一般发射极都会有(yǒu)一个電(diàn)阻来控制增益，所以上面的公式是不实用(yòng)的。在非极端情况下设计電(diàn)路时，我们常常希望電(diàn)路能(néng)够与大多(duō)数通用(yòng)晶體(tǐ)管一起工作，避免依赖于元件参数的参数如rbe。同时，在具體(tǐ)计算中考虑基极電(diàn)流也很(hěn)麻烦。因此，在一般的设计过程中，在近似计算中忽略了基极電(diàn)流的存在（在某些電(diàn)路中，虽然忽略了基极電(diàn)流，但仍然需要给基极一定的電(diàn)流驱动，才能(néng)使電(diàn)路正常工作）。此外，
其中，基射管压降VBE也是一个很(hěn)重要的参数，一般等于0.6V（硅管）。晶體(tǐ)管電(diàn)路的参数都可(kě)以根据VBE=0.6V和欧姆定律得到。
晶體(tǐ)管電(diàn)路的繁琐部分(fēn)在于静态工作点的设置。通常，粗心的设计会导致输出波形的削波和失真。因此，一些实验值的选取值可(kě)以作為(wèi)参考。总體(tǐ)设计思路是：定量确定電(diàn)压和電(diàn)流来计算電(diàn)阻。 

二、共射极放大電(diàn)路设计

共射放大電(diàn)路是典型的反相放大器，应用(yòng)范围广，效果稳定。先展示整體(tǐ)的设计思路，然后分(fēn)步说明设计的目的和原则。

2.1 设计步骤

1) 确定電(diàn)源電(diàn)压VCC，根据频率曲線(xiàn)/噪声曲線(xiàn)/其他(tā)确定静态发射极電(diàn)流IE。
2) 确定VE，这里选择1~2V 来吸收温度漂移。
3）根据VE和IE，计算发射极静态電(diàn)阻RE（IE≈IC）。
4) 确定放大倍数Av，并应用(yòng)关系式Av=RC/RE计算静态集電(diàn)极電(diàn)阻RC。至此，静态工作点已经建立。
5）检查静态工作点是否满足要求：正输出摆幅限制=VCC-IE·RC，负输出摆幅限制=IE·RC-VE. 需要保证放大后的输出電(diàn)压不超过摆幅限制（通常摆幅限制较大）。如果 RC 太大，就会出现下行削波，小(xiǎo) RC 也是如此。另外，判断功率是否超限：PC=VCE·IC。
6) 确定基极偏置電(diàn)压如下： 根据VBE=0.6V，容易得到VB=VE+0.6（通过電(diàn)阻分(fēn)压来自電(diàn)源的電(diàn)压）。由于 ib 被认為(wèi)很(hěn)小(xiǎo)且可(kě)以忽略不计，因此流过基极分(fēn)压電(diàn)阻（上图中的 R1、R2）的電(diàn)流 IB0 应该比 ib 大得多(duō)。ib 近似计算為(wèi)IC/β，而IB0 大约比ib 大一个数量级，所以R2=VB/IB0，R1=(VCC-VR2)/IB0。
7) 最后确定交流耦合電(diàn)容值和電(diàn)源去耦電(diàn)容值。
我们先用(yòng)一个设计好的共射放大電(diàn)路来直观的了解下部分(fēn)的波形：

图 2. 晶體(tǐ)管共发射极放大器電(diàn)路设计

如图所示，電(diàn)路采用(yòng)2SC2240管，15V供電(diàn)，输入输出交流耦合。输出信号如下： 

图 3. 4 通道信号波

淡蓝色波形為(wèi)输入信号，选择1kHz、1Vpp的正弦波。
绿色是输出信号，放大5倍左右，反相。蓝色
是基极信号，可(kě)以看出是因為(wèi)受基极偏置電(diàn)阻的影响，直流電(diàn)平升高。
红色是发射极信号，与基极信号只有(yǒu)一个固定值。

2.2 電(diàn)路分(fēn)析

首先，进行直流分(fēn)析，即确定静态工作点。在最初的设计过程中，静态工作点的设计和验证也是最先进行的。根据基极偏置電(diàn)阻可(kě)以很(hěn)容易地计算出基极的静态電(diàn)位，而发射极的静态電(diàn)位可(kě)以根据基极-发射极管的電(diàn)压降作為(wèi)常数来确定。因此，根据发射极電(diàn)阻的大小(xiǎo)，可(kě)以得到集電(diàn)极-发射极電(diàn)流的大小(xiǎo)，进而可(kě)以从電(diàn)源電(diàn)压中得到集電(diàn)极静态電(diàn)位。
為(wèi)什么静态工作点很(hěn)重要？拿(ná)NPN晶體(tǐ)管例如，相当于两个背靠背的二极管。如果需要二极管工作，则必须给它适当的偏置以使其合理(lǐ)导電(diàn)。在電(diàn)路中，基-集二极管防止内部反馈，基-射二极管是实现放大的关键。换句话说，只要设计一个外部電(diàn)路，使電(diàn)流在基极-发射极二极管中正常流动就足够了。这个思路在射极跟随器的承载能(néng)力分(fēn)析中会提到。
求交流電(diàn)压增益。当输入電(diàn)压变化△vi时，会引起发射极電(diàn)流产生交流变化△ie。由于基极发射极压降是恒定的，它对交流变化没有(yǒu)贡献，所以△ie=vi/RE。因此，发射极交流输出電(diàn)压可(kě)以确定為(wèi)vo=△ieRC=vi·RC/RE，交流增益為(wèi)Av=RC/RE。这个结论可(kě)以快速分(fēn)析共射极電(diàn)路的放大倍数。
输出電(diàn)源轨分(fēn)别為(wèi)VCC和VE，由工作时晶體(tǐ)管的電(diàn)流特性决定，一般没有(yǒu)轨到轨输出。根据输出電(diàn)源轨和交流放大系数，可(kě)以使用(yòng)该電(diàn)路。
当输入和输出不是交流耦合时，输入（尤其是直流）会导致输出波形失真。 

2.3 共射极電(diàn)路设计

了解電(diàn)路特性后，就可(kě)以按照本节开头的设计步骤设计共射极電(diàn)路了。静态工作点和放大倍数在分(fēn)析时已经确定，其他(tā)部分(fēn)设计如下。
電(diàn)源電(diàn)压：根据输出電(diàn)压的摆动，我们可(kě)以确定電(diàn)压的大小(xiǎo)。通常電(diàn)源電(diàn)压大于输出峰峰值。
晶體(tǐ)管：根据工作频率、所需功率、噪声水平和β等选择合适的晶體(tǐ)管。
发射极電(diàn)流：根据频率特性，查阅器件手册确定发射极電(diàn)流的大小(xiǎo)。
钢筋混凝土和可(kě)再生能(néng)源：由发射极電(diàn)压和電(diàn)流、倍率决定，注意查看摆幅上下限和额定功率。
基极偏置電(diàn)阻：VB根据VE确定，从而确定電(diàn)源的分(fēn)压電(diàn)阻。请注意，流经分(fēn)压電(diàn)阻器的電(diàn)流应比基极電(diàn)流高一到两个数量级。基极電(diàn)流是通过将集電(diàn)极-发射极電(diàn)流除以 β 来计算的。
耦合電(diàn)容：交流耦合電(diàn)容一般為(wèi)10uF。注意输出级的耦合電(diàn)容和下一级的输入阻抗会形成一个高通滤波器。滤波器的截止频率应小(xiǎo)心处理(lǐ)。 

2.4 電(diàn)路性能(néng)参数

通过交流分(fēn)析的方法，可(kě)以得到所设计電(diàn)路的一些特征参数，如输入输出阻抗、放大倍数等。
输入阻抗：根据交流分(fēn)析，输入阻抗是基极偏置電(diàn)阻的并联值。在小(xiǎo)信号分(fēn)析中，基极发射极动态電(diàn)阻rbe也应并联。
输出阻抗：确定输出阻抗的方法是给電(diàn)路加一个负载。当峰峰值输出值降至空载的一半时，负载阻抗即為(wèi)输出值。一般共射极放大電(diàn)路的输出阻抗為(wèi)集電(diàn)极電(diàn)阻RC。
放大：由于基极電(diàn)流的影响，实际放大倍率比设计值低10%左右。所以设计公式比较实用(yòng)。 

三、共射极放大電(diàn)路扩展

通过改进通用(yòng)的共射极放大電(diàn)路，可(kě)以获得具有(yǒu)其他(tā)特性的各种应用(yòng)電(diàn)路。本节介绍放大的手段、低压電(diàn)源電(diàn)路、差动输出電(diàn)路、调谐放大電(diàn)路。

3.1 增加放大倍率

根据设计電(diàn)路的介绍，電(diàn)压增益主要由集電(diàn)极電(diàn)阻RC与发射极電(diàn)阻RE之比决定。所以改变電(diàn)阻的比例来改变增益是很(hěn)常见的。但是，问题来了：这两个電(diàn)阻同时负责确定工作電(diàn)流。因為(wèi)任意改变直流工作点，電(diàn)路很(hěn)可(kě)能(néng)失真甚至不工作。
从另一个角度来看，電(diàn)压增益属于“交流分(fēn)析”的范畴，静态工作点属于“直流分(fēn)析”的范畴。所以在電(diàn)路中加入一些電(diàn)抗元件来改变交流视角下的比例，直流分(fēn)析时的電(diàn)阻值不会改变。
这可(kě)以通过将发射极電(diàn)阻并联，或者使電(diàn)阻与電(diàn)容并联来实现，即修改第一节中的電(diàn)路：

图 4. 共射极放大器電(diàn)路

注意上图中的发射器。在交流分(fēn)析中，電(diàn)阻R4被電(diàn)容短路。此时等效地认為(wèi)发射极電(diàn)阻只有(yǒu)R7（330Ω）。从信号源和示波器看，此时信号已经放大了近50倍。遠(yuǎn)大于原设计值（10k/2k=5），从而实现電(diàn)压增益的扩大。如果原发射极電(diàn)阻不分(fēn)流，而是整个電(diàn)容并联，此时会得到最大增益βRC/rbe。
如何选择電(diàn)容值？需要注意的是，電(diàn)容并联后，整个電(diàn)路会有(yǒu)高通特性，截止频率為(wèi)f=1/2πRC. 如果不需要这种高通特性，C電(diàn)容值可(kě)以选择47uF~100uF之间较大的值。
此外，電(diàn)容C6具有(yǒu)温度补偿功能(néng)。

3.2 低压低损耗電(diàn)路

如果运放電(diàn)路用(yòng)干電(diàn)池（1.5V）供電(diàn)，那不太现实，但晶體(tǐ)管電(diàn)路可(kě)以。关键是利用(yòng)外部二极管的导通压降来抵消基极-发射极電(diàn)压，并具有(yǒu)小(xiǎo)而小(xiǎo)。下图電(diàn)路即使在 1.5V 電(diàn)源下仍能(néng)按设计放大小(xiǎo)信号：

图 5. 共射极放大器電(diàn)路

但缺点是系统的最大電(diàn)压总是低于供電(diàn)電(diàn)压。由于電(diàn)路损耗小(xiǎo)，适用(yòng)于低功耗。

3.3 差分(fēn)输出電(diàn)路

全差分(fēn)运放可(kě)以提供双模输出，很(hěn)多(duō)传输線(xiàn)也需要差分(fēn)传输。晶體(tǐ)管電(diàn)路也可(kě)以执行差分(fēn)输出。除了共射极放大電(diàn)路的原理(lǐ)外，还采用(yòng)射极跟随器的原理(lǐ)。下图显示了差分(fēn)输出的電(diàn)路连接。

图 6. 共射极放大器電(diàn)路

可(kě)以看出，输出了两个形状相同、相位相反的差分(fēn)信号。集電(diàn)极信号与输入信号同相，发射极输出信号与输入信号同相。但是，由于引出位置不同，两个信号的输出阻抗也不同。反相输出的输出阻抗较高（RC），同相输出的输出阻抗较低，适合驱动负载。反相输出一般在驱动前连接到射极跟随器。
此外，基极的静态電(diàn)位应尽可(kě)能(néng)设置在VCC和GND之间，以扩大不失真的输出范围。 

3.4 滤波和调谐放大器電(diàn)路

在電(diàn)路中引入電(diàn)抗元件会导致電(diàn)路的特性随频率而变化。我们可(kě)以利用(yòng)这个特性来设计高频電(diàn)路中常用(yòng)的LPF、HPF和调谐放大器。实际上，它是利用(yòng)電(diàn)抗元件的阻抗随频率变化的特性，进而改变当前频率下的電(diàn)压增益。谐振频率处的阻抗往往是纯阻性的，具有(yǒu)极值以实现频率选择性放大。下图显示了特定频率下的低通、高通和频率选择放大器：
① LPF

图 7. 共射极放大器電(diàn)路

如图所示，构建了一个低通滤波器（波特测试仪的输入端放置在基极而不是信号发生器的输出端，因為(wèi)输入耦合電(diàn)容会与输入電(diàn)阻形成高通滤波器，影响观察效果），其截止频率约為(wèi)1.06kHz，由f=1/2πRcC计算得出。
从正弦稳态分(fēn)析可(kě)知，RC并联回路的阻抗為(wèi)R/√(1+(wRC)^2)。随着频率的增加，阻抗减小(xiǎo)，因此電(diàn)压增益减小(xiǎo)，形成低通特性。
② HPF

图 8. 共射极放大器電(diàn)路

如图所示，构建了一个高通滤波器，其截止频率的计算与LPF类似。
在增益峰值点，電(diàn)压增益达到50dB，接近晶體(tǐ)管的β值。然后，由于晶體(tǐ)管频率特性的恶化，增益会衰减。
③ 10.7MHz

图 9. 共射极放大器電(diàn)路

用(yòng)谐振频率為(wèi)10.7MHz的LC网络代替RC，可(kě)以得到频率选择放大器。如图所示，10.7M时放大倍数為(wèi)35dB，而失谐1MHz时放大倍数仅為(wèi)12.6dB。缺点是通带稍宽，矩形系数不够好，环路等效品质因数在65.2左右，比较大。另外，高频去耦電(diàn)容改為(wèi)1uF。

谐振放大器電(diàn)路示例：

图 10. 谐振放大器電(diàn)路示例

四、总结

晶體(tǐ)管放大電(diàn)路是运算放大電(diàn)路的基础，共射极配置是最常用(yòng)的形式。借鉴了放大器的放大倍数可(kě)以很(hěn)容易地通过两个電(diàn)阻的比值确定的特点，而共发射极放大器的增益也可(kě)以通过两个電(diàn)阻的比值来近似。