PCB设计基于并联SiC MOSFET的功率模块

2020-11-18

也许与此主题相关的最根本的问题是问為(wèi)什么使用(yòng)并行模块？将2个200A模块并联成一个400A模块有(yǒu)什么好处，為(wèi)什么不简单地使用(yòng)400A零件呢(ne)？在商(shāng)业方面，在1200V级中，IGBT模块提供多(duō)种额定電(diàn)流，并且封装的最大電(diàn)流為(wèi)3600A。

对于SiC MOSFET，更高電(diàn)流（> 400A）时的选择受到更多(duō)限制，特别是在需要行业标准封装或多(duō)个電(diàn)源的情况下。而且，与机械较大的较低产量的包装相比，通常可(kě)以以较低的成本生产大批量制造的物(wù)理(lǐ)较小(xiǎo)的包装。

但是，并联模块的主要原因是技术原因，这些原因对于SiC MOSFET而言比对IGBT更為(wèi)重要，原因如下：

多(duō)个封装可(kě)以散布在散热器上并改善冷却效果。这样可(kě)以从更昂贵的SiC MOSFET模块提供更多(duō)電(diàn)流。

较大的物(wù)理(lǐ)封装由于机械间距以及用(yòng)于承载较高電(diàn)流的螺钉端子连接的使用(yòng)，在電(diàn)源回路和栅极驱动器電(diàn)路中均具有(yǒu)较高的電(diàn)感。

使用(yòng)大量芯片会使所有(yǒu)芯片的内部对称布局和栅极電(diàn)感均衡变得非常关键，并且很(hěn)难使用(yòng)具有(yǒu)有(yǒu)限端子选项的封装进行优化。

前两个点可(kě)实现更快的开关速度，因此使用(yòng)这些较小(xiǎo)的封装可(kě)实现更低的开关损耗和更低的关断期间電(diàn)压过冲。

IGBT和SiC MOSFET之间的并联差异

经过仔细检查，尽管并联SiC MOSFET的开关速度很(hěn)快，但与IGBT相比它们仍具有(yǒu)一些优势。

与Si IGBT VCE sat特性相比，SiC MOSFET通常具有(yǒu)更高的Rdson正温度系数。这在静态電(diàn)流共享期间充当负反馈。如果一台设备消耗的電(diàn)流更大，则增加芯片的Rdson值，从而减小(xiǎo)電(diàn)流。这种负反馈减少了热不平衡的程度。

Si IGBT的开关损耗随温度升高而大大增加，这对温度不平衡具有(yǒu)正反馈作用(yòng)。较热的芯片具有(yǒu)较高的损耗，因此变得更热。SiC MOSFET的开关损耗随温度的增加非常小(xiǎo)，大大降低了这种影响。

SiC MOSFET的跨导曲線(xiàn)更柔和，这意味着当在栅极阈值區(qū)域工作时，栅极電(diàn)压的细微变化对漏极電(diàn)流的影响要小(xiǎo)于等效的Si IGBT。这有(yǒu)助于动态電(diàn)流共享。

对英飞凌沟槽栅极器件的统计分(fēn)析表明，就参数分(fēn)布而言，具有(yǒu)较高RDS的模块具有(yǒu)较低的开关损耗，这有(yǒu)助于使损耗在部件之间匹配。 

并行测试平台的经验我们将考虑此设计平台的多(duō)个方面。

模块内部布局

電(diàn)源PCB布局

栅极驱动器電(diàn)路设计

栅极驱动器PCB布局

仪器仪表

静态均流性能(néng)

动态均流性能(néng)

内部布局

并联必须首先考虑模块内部電(diàn)源和栅极布局。内部芯片布局和模块引脚布局可(kě)设计為(wèi)為(wèi)多(duō)个并行芯片提供相等且对称的電(diàn)源和栅极驱动器布局。这是在保持低電(diàn)感布局的开关环路電(diàn)感的同时实现的。通常，基于PCB的模块样式的管脚网格阵列允许灵活地优化布局。

图1：具有(yǒu)公共辅助電(diàn)源连接的電(diàn)流路径 

電(diàn)源PCB布局

对于電(diàn)源布局，该模块分(fēn)為(wèi)两个对称的两半。為(wèi)了与这种对称性相匹配，将電(diàn)源布局制成像蝴蝶翅膀一样沿着中心線(xiàn)向下镜像的镜像。这是保持模块内部芯片之间相等的電(diàn)流共享所必需的。四个模块中的每个模块均使用(yòng)了精确的布局传真，以使模块之间的電(diàn)流共享相等。保持外部开关环路電(diàn)感低也很(hěn)重要，这可(kě)以通过将DC +和DC-总線(xiàn)连接与多(duō)个PCB铜层重叠并使用(yòng)本地去耦電(diàn)容器来实现。

栅极驱动器電(diàn)路设计

当对具有(yǒu)多(duō)个栅极连接的所有(yǒu)4个模块使用(yòng)公共栅极驱动器電(diàn)路时，重要的是减少在辅助源极连接中流动的任何電(diàn)流。图1以两个模块的简化示例显示了辅助電(diàn)源连接如何向主電(diàn)流路径提供自然的并联传导路径。我们称其為(wèi)“青少年電(diàn)子”的某些電(diàn)子，因為(wèi)它们喜欢采取不同于其他(tā)所有(yǒu)人的路径，因此可(kě)以在此辅助源平行路径中流动。该電(diàn)流可(kě)能(néng)足够大，以引起栅极振荡，甚至使模块内部辅助键合線(xiàn)熔断。

图2所示的電(diàn)路用(yòng)于减少这些有(yǒu)害的循环電(diàn)流。它是共模扼流圈的组合，对流入和流出電(diàn)流相等的正常栅极電(diàn)流显示低阻抗，而对仅在源极连接中流动的不想要的源電(diàn)流显示高阻抗。除此之外，每对设备栅极连接均使用(yòng)单独的局部升压级。这允许在源极连接中产生電(diàn)阻，但是使用(yòng)本地電(diàn)容器时，在该路径中流动的任何電(diàn)流都不会影响栅极波形。如果仅使用(yòng)简单的源极電(diàn)阻，则情况并非如此，因為(wèi)流入该源极電(diàn)阻的任何電(diàn)流都会影响栅极源极電(diàn)压，从而降低直接控制的電(diàn)平并增加栅极振荡的可(kě)能(néng)性。

图2：栅极驱动器電(diàn)路

栅极驱动器PCB布局

6mΩ模块具有(yǒu)双栅极源极引脚以及双電(diàn)源漏极和源极连接点，以降低電(diàn)感并改善模块内部SiC MOSFET芯片之间的電(diàn)流共享。栅极布局的第一个挑战是使两对栅极源极连接都具有(yǒu)对称的布局。

之后，关键是同时打开和关闭所有(yǒu)四个模块的门。“树”结构通过具有(yǒu)相似長(cháng)度的低電(diàn)感走線(xiàn)栅极/源极对实现了这一目标。同样对于每对栅极源极连接的局部升压级，布局也是对称的。测量显示，更糟的情况是，在切换期间门之间的时序偏斜小(xiǎo)于5nS。

仪器仪表

图3显示了用(yòng)于双脉冲测试（DPT）的示意图。使用(yòng)拓扑结构作為(wèi)H桥来测量電(diàn)流共享很(hěn)重要，这样電(diàn)流和磁场才能(néng)匹配最终应用(yòng)。此外，还要求具有(yǒu)為(wèi)被测互补器件产生同步整流器开关脉冲的能(néng)力，且其死區(qū)时间满足系统死區(qū)时间要求。

图3：双脉冲测试（DPT）原理(lǐ)图

為(wèi)了测量漏极和源极電(diàn)流，直流总線(xiàn)PCB走線(xiàn)的两侧都带有(yǒu)孔，以允许使用(yòng)Rogowski線(xiàn)圈。这些功能(néng)允许测量DCbus中的電(diàn)流（即下部开关的源電(diàn)流）和DC +总線(xiàn)電(diàn)流（即上部设备的漏极電(diàn)流）。还留出了余地，以便能(néng)够测量两组模块输出引脚之间的输出電(diàn)流平衡

 

图4：4个并联模块的DPT電(diàn)流波形（50 µs /格和50 A /格）绿色Vgs 5 V /格。蓝色Vds 100V /分(fēn)區(qū)

图5：4个并联模块的DPT電(diàn)流波形（50 µs /格和50 A /格） 

静态電(diàn)流共享

图4显示了在DPT期间四个下部器件中的源電(diàn)流。在空载时间之后，在第一个脉冲之后使用(yòng)同步整流打开上侧SiC MOSFET。但不是在第二个脉冲之后，第二个脉冲允许電(diàn)流通过上體(tǐ)二极管空转。四个匹配模块的電(diàn)流共享為(wèi)+/- 3％。请注意，当MOSFET未选通且仅體(tǐ)二极管导通電(diàn)流时，在第二个脉冲之后，電(diàn)流共享变得更糟。 

图6：4个并联模块的DPT关断波形（200 ns /格和50 A /格）绿色Vgs 5 V /格。蓝色Vds 100V /分(fēn)區(qū)

 

图7：4个并联模块的DPT开启波形（200 ns /格和50 A /格）绿色Vgs 5 V /格。蓝色Vds 100V /分(fēn)區(qū)

最初的测试是使用(yòng)RDS偏差小(xiǎo)于2％的模块进行的。还对RDS為(wèi)7％的模块进行了测试，而共享仅在+/- 4％时稍差。在高温下进行的其他(tā)测试以及切换上部设备均显示出同样出色的性能(néng)。图5是图4中電(diàn)流波形的放大图。 

实验室中的当前共享与大批量生产

因此，在实验室中以很(hěn)小(xiǎo)的样本就显示出了出色的均流性能(néng)。但是，如果必须将此设计转换為(wèi)大批量的商(shāng)业产品，则必须计算出随机选择的模块及其電(diàn)参数的正态分(fēn)布的電(diàn)流共享。用(yòng)于此的方法称為(wèi)蒙特卡洛分(fēn)析，以蒙特卡洛著名的赌场命名。从RDS的统计生产分(fēn)布和开关损耗值中选择一组四个模块（每个模块一个）。使用(yòng)每个模块的这些参数，可(kě)以计算每个模块中的電(diàn)流并估算结温。由于RDS的导通和开关损耗取决于温度，因此使用(yòng)迭代来计算每个模块的最终電(diàn)流和结温。可(kě)以重复这个过程，例如说50，000组随机选择的模块并计算Tj的归一化分(fēn)布。在这种情况下，结果是在+/- 7 +/- +/- 3 sigma的变化。计算中的另一个难题是RDS导通与开关损耗Etot之间存在互相关性，其中RDS导通较低的零件趋向于更高的Etot值。